5kW光伏逆变电源DC-DC模块的设计
引言
光伏户用电源系统,由光伏阵列、充电控制器、蓄电池放电控制器和逆变电源五部分组成。如图1所示。
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图1 光伏逆变电源系统结构框图
目前光伏逆变电源多采用高频变换,通过高频DC-DC变换技术,先将低压直流变为高频低压交流,经过高频变压器升压后再整流成高压直流,若对其进行正弦变换,即可得到50Hz、220V正弦波交流电。但因采用高频变换,因而体积小、重量轻、噪音小、效率高。
随着谐振开关电源的发展,谐振变换也被用在逆变电源系统中,即构成了谐振型高效逆变电源。该逆变电源是在DC-DC变换中采用了零电压开关技术,因而开关损耗基本上可以消除,即使当开关频率超过1MHz以上后,电源的效率也不会明显降低。本文选用移相控制全 桥零电压开关PWM变换器作为DC-DC升压环节。本设计就针对DC-DC模块进行详细设计。
设计指标如下:
 输入直流电压44V~48V;
 输出直流电压为350V,输出电流14A;
 最大输出功率:5000W;
1 主电路设计
1.1 主电路拓扑
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图2 Phase-shifted FB ZVS主电路拓扑
图2是移相控制全桥零电压开关PWM变换器电路原理图。其中,Vin 为输入直流电压,D1-D4分别为Q1-Q4的内部寄生二极管,C1-C4分别为Q1-Q4的寄生电容或外接电容,Lr是谐振电感,它包括变压器的漏感。Q1和Q2组成的桥臂为超前桥臂,Q3和Q4组成的桥臂为滞后桥臂。开关频率为100KHZ。
1.2 高频变压器原副边变比
为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压,变压器的变比应按最低输入电压Vin选择。考虑到移相控制存在副边占空比丢失现象,选择副边占空比为0.85,则可技术出副边电压Vsec(min)为:![](http://img.ca800.com/news/2012-10-19/20121019165240_5677.jpg)
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1.3 主功率管的选择
本直流升压环节选用MOSFET作为功率开关管来构成全桥电路。由于输入直流电压最大值为48V,原边电流最大值为![](http://img.ca800.com/news/2012-10-19/20121019165724_5052.jpg)
1.4 谐振电容
谐振电容的选择应考虑下述因素:为了在任意时均能实现各桥臂的零电压关断,Vin应取最小值Vin(min);考虑到满载时实现零电压关断;负载电流为1.5A时滤波电感Lf的电流![](http://img.ca800.com/news/2012-10-19/20121019165814_4115.jpg)
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1.5 谐振电感值
为了实现滞后桥臂的零电压开关,必须满足下式:![](http://img.ca800.com/news/2012-10-19/20121019170356_0990.jpg)
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1.6 高频变压器设计
根据变压器的温度、功率及频率,选择EE90磁芯,有效截面积为Ae=4.19cm2,磁芯窗口面积为Aw=6.08cm2。则原边绕组匝数为: 为磁感应增量,ton为一次侧导通脉冲时间![](http://img.ca800.com/news/2012-10-19/20121019171829_1615.jpg)
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为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压,变压器的副边匝数应按最低输入电压Vin(min)选择。同时应考虑副边占空比的丢失和死区影响,实际确定副边最大占空比 Dsec(max)。所以副边绕组匝数为:
其中VO为输出电压,VD为二极管的管压降,VL为滤波电感的直流压降。
1.7 输出滤波电感的电感量
在设计变换器输出滤波电感时要求输出滤波电感在某一个最小电流![](http://img.ca800.com/news/2012-10-19/20121019172144_3177.jpg)
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1.8 输出整流二极管的选择
本电源的开关频率为100kHz,输出整流二极管应选用超快恢复二极管。对于本电路而言,整流管上承受的最大反向电压为Vbr=Vin/K=48*10=480V。在整流管开关时,有一定的电压振荡,因此要考虑裕量,可以选用600V的整流二极管。整流二极管在理想状态下,流过的最大电流等于输出最大电流14A,考虑占空比引起的电流增加和一定的安全余量,可以选用25A的整流二极管。此升压模块采用的是IXYS公司的DSEI30的超快速恢复二极管,额定电压是600V,额定电流是37A。
2 控制电路设计
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图3 控制电路
控制电路采用了专用移相控制器件UC3879(参考文献4),如图3所示。此设计UC3879采用了电压型PWM控制方式。其中包括过流保护电路,输出电压反馈可调控制电路以及蓄电池欠压保护电路。
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图4 驱动电路
UC3879输出的OUTA,OUTB,OUTC,OUTD4路信号再通过门控隔离驱动而设计的光耦隔离驱动电路集成芯片TLP250组成了驱动电路,如图4所示,四组分别驱动Q1-Q4开关管,需要3个20V辅助电源, OUTA/OUTB,OUTC/OUTD相位互补,OUTA(OUTB)分别超前OUTC(OUTD)一定的移相角。辅助电源是由蓄电池、UC3844、TL431所组成的自反激式变换器。
3 仿真结果
经过仿真实验后,结果如下:
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曲线1代表副边电压波形,曲线2代表原边电压波形,曲线3代表原边电流波形,从曲线2和曲线3 的比较可以看出,当原边电流从正(或负)方向变化到负(或正)方向时,副边存在占空比丢失(图中垂直虚线表示)。
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曲线4为Q3的驱动波形,曲线5 为其漏-源电压波形。从中可以看出,当驱动电压变为正方向时,其漏源电压已经为零了,其内部寄生的反并联二极管已经导通,此时开通MOSFET就是零电压开通。而在开关管关断时,由于谐振电容的存在,使它是零电压关断。因此该移相控制方式实现了开关管的零电压开关。
4 结语
本文介绍的全桥移相ZVSPWM的DC-DC模块开关管实现了ZVS,但副边存在占空比的丢失,一般需采用以下两种方法解决:① 采用辅助网络增强滞后桥臂实现ZVS的能力;② 采用饱和电感的办法。还需要做进一步研究。
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