新型的高压输入DC/DC小功率变流器
在一些特殊场合，需要将高输入电压（如1kV以上）变为低输出电压供给辅助电源等设备，因此需要选用能满足高输入电压工况的DC/DC变流器。由于MOSFET的耐压等级大都在1000V以下，IGBT耐压等级虽然较高但用在小功率场合显然不经济，因此用传统的DC/DC变换电路实现有一定难度。
三电平软开关DC/DC变流器，其主开关器件的电压应力为输入电压的一半。但它在轻载和高输入电压情况下不能实现零压开通，控制复杂，且其副边二极管要承受较大的电压尖峰，选择较为困难。亦有文献提出采用开关管直接串联技术，以提高输入电压的等级，但由于开关管特性不可能完全一致，因此存在多管串联同步问题。
本文采取模块化设计，利用基本模块在输入侧串联的方法解决直流输入电压高于开关管最高耐压的矛盾。且在不增加控制复杂度的前提下，适当选取输入侧串联模块的级数，便可使输入电压高到几千伏甚至上万伏。
1 电路结构及工作原理
1.1 基本模块介绍
图1给出了基本模块的结构，基本模块由一半桥DC/DC变换电路及其驱动电路两部分构成。
图1 基本模块结构
为了便于增加输入侧基本模块的串联级数，每个基本模块均由相应的驱动芯片控制，驱动芯片由基本模块自身供电，靠其自振荡产生半桥电路的驱动信号。
采取50％恒占空比控制，为了避免半桥电路中桥臂的直通，应在其开关器件的驱动信号中加入一死区时间，其具体值由开关器件的开关特性决定。
1.2 主电路拓扑
主电路采取3个基本模块在输入侧串联，输出侧并联的方式，其拓扑如图2所示。
图2 主电路拓扑
1.3 均压均流原理分析
从主电路拓扑来看，输入级由3个半桥结构的桥臂电容C1～C6串联起来承受输入电压Vin，因此不可避免地存在电容的均压问题；而输出级由三组整流桥并联起来共同对负载供电，故而存在均流问题。本电路靠输出电压VOUT在3个变压器原边的折算值对桥臂电容的箝位作用来实现均压，在电压均衡的基础上自动均流。
1.3.1 均压原理分析
电路未起动时，靠电阻R1～R6实现静态均压。
电路正常工作时，3个基本模块同时向负载供应能量。如果模块1由于变压器输出电压值偏低而使4个整流二极管均处于反偏状态，则模块2和模块3将向负载提供更多的能量而其承担的电压下降，模块1承担的电压相应升高，从而促使使其整流桥导通，达到新的稳态时它们共同向负载提供能量。
理想情况下，认为副边整流二极管的导通压降相同，3个变压器为参数一致的理想变压器。下面以模块2为例，分析半桥电路工作时桥臂电容电压的变化情况。
当S3导通S4关断时，等效电路如图3（a）所示，电源电流i通过S3－T2－C4流通，该电流在对后级供能的同时对电容C4充电；而电容C3通过C3－S3－T2－C3以电流i3放电向后级供能。因此，此种情况下电容C3电压下降而电容C4电压上升。同样分析可知，当S3关断S4导通时电容C3电压上升而电容C4电压下降。
（a）理想等效电路 （b）实际等效电路
图3 S3导通S4关断时等效电路
当S3导通时，如果电容C3上的电压偏高，它会以较大的电流i3放电，向后级供应较多的能量，使其电压降低；反之如果电容C3上的电压偏低，则它以较小的电流i3放电，向后级供应较少的能量，使其电压升高。达到稳态时，电容C3电压的有效值被箝位于Vp，其瞬时值围绕Vp上下波动，Vp是输出电压VOUT折算到变压器原边的电压，由式（1）决定。
当电路正常工作时，3个基本模块的输出均箝位于同一输出电压VOUT，故3个变压器的原边折算电压相等，均为Vp。当开关管Sn导通时，电压Vp对电容Cn上的电压进行箝位，使其瞬时值围绕Vp上下波动，有效值为Vp，此时Vp=Vin/6。
而在实际电路中，变压器存在漏感和绕线电阻，图3（b）给出了S3导通S4关断时模块2的等效电路，其中Ls表示变压器漏感，r1和r2分别表示变压器原、副边绕组绕线电阻，Vp为理想变压器的原边折算电压。同理，各个桥臂电容电压的有效值均被箝位于Vp，但此时Vp和变压器副边绕组绕线电阻r2和模块2的输出电流iO2有关，即
实际电路中，整流二极管的导通压降，变压器的原副边匝数和副边绕组绕线电阻都会对均压效果产生较大的影响。只要严格控制这些参数，便可取得良好的均压效果。
1.3.2 均流原理分析
3个基本模块输入级的半桥单元为串联结构，当它们承担的电压相同时，必定向后级供应相同的能量。当3个基本模块的效率相同时，它们输出的能量也应相同。而3个基本模块输出级的全桥整流单元均箝位于同一输出电压VOUT，故3个模块向负载提供的电流相同。可见，在电压均衡的基础上，本电路可自动实现均流。
另外，由于本拓扑不存在环流通路，所以，即使在3路电流略有不均的情况下也不会产生环流。
1.4 起动过程分析
实际电路中3个基本模块的器件性能和元件参数的不一致性，使得当输入电压Vin逐渐上升时，3个基本模块很难做到同时起动。
在3个基本模块均未起动时，由于电阻R1～R6的静态均压作用，使得3个基本模块承担的电压相同。如果某一时刻，模块1已起动，但模块2和模块3还均未起动，模块1承担的电压将因其向后级供能而降低，模块2和模块3承担的电压则相应提高，从而逐一启动。由于控制芯片有UVLO滞环控制，首先起动的模块1将不会因其承担的电压降低而停止工作。
2 仿真与实验
2.1 仿真结果及分析
为了验证均压原理的正确性，用Sable仿真软件对图2所示的拓扑进行了仿真。仿真模型中，桥臂电容C1～C6均为22μF，整流二极管正向导通压降为0.76V，输入电压Vin为1000V，输出功率50W。图4给出的仿真结果，各曲线从上到下分别表示电容C1～C6的“＋”端和直流负母线之间的电压。
（a）变压器参数一致 （b）变压器参数不一致
图4 变压器原副边匝比对均压影响的仿真结果
图4（a）为3个基本模块变压器参数一致，原边匝数均为75匝，副边匝数均为112匝时的仿真结果；图4（b）为基本模块1变压器副边匝数偏小10％，即副边匝数为101匝时的仿真结果。可见，变压器原副边匝比对均压性能影响明显，变压器原副边匝比偏大的模块，其桥臂电容承担的电压较大。图4（a）对应的仿真输出电压为247.32V，图4（b）对应的仿真输出电压为238.61V，可以验证，各电容承担电压的仿真值与理想情况下的理论分析结果〔按式(1)得出的计算结果〕相符。
图5（a）给出了模块1的桥臂电容值偏大20％时的仿真结果，图5（b）给出了模块1变压器漏感偏大20％时的仿真结果。仿真结果说明它们对均压性能影响甚小，与理论分析相符。
（a）桥臂电路值偏大 （b）变压器漏感偏大
图5 某一桥臂电容与变压器漏感偏大对均压性能影响的仿真结果
2.2 实验
本文设计了一个输入电压为800～1200V的直流电源，输出电压为直流200～400V，输出功率为50W的样机来验证其原理。样机中采用的主电路元器件及参数为：电容C1～C6均为22μF/400V；变压器原边匝数75匝，副边匝数112匝；整流二极管选取快恢复二极管FR107。参数设计的具体步骤不再赘述，请参考文献[2]。
带载和空载时实验数据如下。
2.2.1 带载实验（带载56W）
输入电压Vin=987V，输出电压Vo=237V。带载时C1～C6承受的电压如表1所列。
表1 带载时C1～C6承受的电压 V
| C1 | C2 | C3 | C4 | C5 | C6 |
|---|---|---|---|---|---|
| 164.1 | 164.1 | 166.2 | 166.2 | 163.2 | 163.2 |
2.2.2 空载实验
输入电压Vin=991.5V，输出Vo=298.8V。空载时C1～C6承受的电压如表2所列。
表2 空载时C1～C6承受的电压 V
| C1 | C2 | C3 | C4 | C5 | C6 |
|---|---|---|---|---|---|
| 165.5 | 165.5 | 170.9 | 170.9 | 159.3 | 159.3 |
由带载和空载实验数据可知，电容均压情况良好。C3、C4上的电压偏高是因为第二个基本模块的变压器在实际绕制时原副边匝比略有偏大所致。
图6给出了3个基本模块变压器副边的电压波形，同时可以测得电路正常工作时3个基本模块的工作频率分别为46.6797kHz，43.1505kHz，44.4365kHz，可见3个基本模块工作于不同频率，无须同步。
图6 3个变压器副边的波形
3 结语
本文提出了一种适用于高压输入的DC/DC小功率变流器拓扑。该拓扑采取模块化设计；控制策略简单，各模块独立控制，无须同步；该电路可实现自动均压均流，无须附加措施，且不存在环流危害。当输入电压Vin变高时，只须增加输入侧基本模块的串联级数即可，因此本电路在高压输入下，特别是输入电压高达几千伏甚至上万伏时，具有很高的实用价值。
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